AMS1117 termisk budsjett: Overgangstemperatur ved 5 V og 12 V

Komponenten er spesifisert for 1 A. På et typisk kort med 12 V inngang nås den termiske grensen ved omtrent 0.19 A — og ved 60 °C omgivelsestemperatur, nær 0.12 A.

1. Tre tall avgjør alt

Ethvert termisk spørsmål om en lineær regulator kommer tilbake til tre inngangsverdier: inngangsspenning, utgangsstrøm og den termiske motstanden fra junction til omgivelsene på kortet du faktisk har bygget. Ingenting annet betyr noe før disse tre er kjent.

Kapselens effekttap er spenningsforskjellen multiplisert med laststrømmen, pluss det lille hvilestrømleddet:

P = (Vin - Vout) x Iout + Vin x Iq
  = (Vin - 3.3) x Iout + Vin x 0.005

Junctiontemperaturen følger direkte:

Tj = Ta + P x theta_JA

To konstanter kommer fra databladene. AMS1117-3.3 er spesifisert for en maksimal krysspunktstemperatur på125 °Cog et maksimalt kapslingseffekttap på1.2 Wi SOT-223 uten ekstra kobber. Databladet for LM1117-familien girtheta_JA = 61.6 °C/Wfor SOT-223 på et JEDEC high-K-kort, og omtrent104 °C/Wmed minimalt kobber.

Merk at 1.2 W og 61.6 °C/W bare er konsistente hvis omgivelsestemperaturen er nær 50 °C. Ved 25 °C kan samme kort dissipere 1.62 W før det når 125 °C. Tallet 1.2 W er et konservativt markedsføringstall, ikke en fysisk konstant.

2. Hvorfor 1 A på etiketten ikke er 1 A på kortet

1 A-raten er en strømgrensespesifikasjon. Den sier at silisiumet ikke vil bli skadet av at 1 A flyter gjennom det i det øyeblikket. Den sier ingenting om hvor lenge komponenten overlever mens den avgir den resulterende varmen.

Ved 5 V inngang er forskjellen 1.7 V, så 1 A gir 1.7 W pluss 25 mW i hvilestrømstap. Ved 61.6 °C/W er det en økning på 106 °C — 131 °C junction ved 25 °C omgivelsestemperatur, allerede over grensen. Ved 12 V inngang gir samme 1 A 8.7 W, noe som ville kreve en kjøleribbe, ikke en kobberflate.

Dropout-marginen er en separat grense

Termisk budsjett er bare halve historien. AMS1117 er spesifisert med omtrent1.3 V dropout ved 1 A, så en 3.3 V-utgang trenger minst 4.6 V på inngangspinnen under belastning. En 5 V-skinne ser ut til å ha 1.7 V margin, men den marginen brukes opp av tre ting:

• Regulatorens egen dropout-spenning (opptil 1.3 V ved full strøm)
• Rippel på 5 V-skinne, typisk 100–300 mV under transient belastning
• Spenningsfall i kabel og kontakt mellom strømforsyningen og kortet

Ved 0.3 A reduseres dropout-kravet, og 5 V inngang er komfortabelt. Ved 1 A med en rippel på 300 mV kan den effektive inngangsspenningen falle til 4.6 V, og reguleringen begynner å svikte — noe som viser seg som at utgangsspenningen faller ved strømtopper, ikke som konstant overoppheting. To forskjellige feilmoduser, ofte forvekslet.

3. Gjennomregnet eksempel: 12 V til 3.3 V

Ta en 12 V-skinne som forsyner et ESP32-klassekort med 0.5 A. Det er en rimelig last for en Wi-Fi-enhet med skjerm.

P = (12 - 3.3) x 0.5 + 12 x 0.005
  = 4.35 + 0.06
  = 4.41 W

dT = 4.41 x 61.6 = 272 K
Tj = 25 + 272 = 297 C

297 °C er langt over grensen på 125 °C — komponenten går i termisk nedstengning lenge før det, avkjøles deretter, starter på nytt og gjentar dette. Den observerte oppførselen er en strømforsyning som fungerer i noen sekunder og deretter kollapser under last.

Inverter ligningen for å finne den faktiske øvre grensen:

Imax = [ (Tjmax - Ta) / theta_JA - Vin x Iq ] / (Vin - Vout)

Ta = 25 C:  [ (125-25)/61.6 - 0.06 ] / 8.7 = 0.186 A
Ta = 60 C:  [ (125-60)/61.6 - 0.06 ] / 8.7 = 0.120 A

Resultatet er ikke en avrundingsfeil. Selv det optimistiske 61.6 °C/W-kortet gir 19 % av nominell strøm. Et kort med minimalt kobber gir omtrent 11 %.

4. Gjennomregnet eksempel: 5 V til 3.3 V

Senker du inngangen til 5 V, endres bildet fullstendig, fordi spenningen over pass-elementet faller fra 8.7 V til 1.7 V.

Iout = 0.5 A:  P = 1.7 x 0.5 + 0.025 = 0.88 W
              dT = 54 K   -> Tj = 79 C ved 25 C, 114 C ved 60 C

Iout = 1.0 A:  P = 1.7 x 1.0 + 0.025 = 1.73 W
              dT = 106 K  -> Tj = 131 C ved 25 C (feiler)

Så samme kapsel som er ubrukelig fra 12 V er helt rimelig fra 5 V ved en halv ampere, og marginal ved 1 A i et 25 °C-laboratorium. Setter du det kortet i et kabinett ved 60 °C, feiler 1 A-tilfellet, mens 0.5 A-tilfellet fortsatt har 11 °C margin.

5. Kobberareal er en termisk komponent

Den enkeltstående største variabelen du kontrollerer, er ikke kondensatorverdien eller lasten – det er kobberet som er festet til tab'en. SOT-223-tab'en er den termiske banen: die → ledningsramme → tab → kobber → luft.

Midtre rad er et anslag, ikke en databladverdi: interpolering mellom de to publiserte betingelsene er rimelig for planlegging, men det eneste tallet som teller, er det du måler på ditt eget kort.

Praktiske punkter: legg tab-en på en kobberflate med minst ni termiske vias under, koble flaten til et internt jordplan, og unngå å slisse kobberet med silkscreen eller ledningsbaner. En 1 in² flate på 1 oz kobber er omtrent punktet for avtakende utbytte for denne kapslingen.

Vias, plan og 1 in²-regelen

Tab-en er omtrent 3.5 mm × 2 mm, så kobberet rett under den er bittelite. Det som betyr noe, er hvor raskt varmen forlater dette området. En 1 in² flate på komponentsiden sprer varmen lateralt; et rutenett av vias (0.3 mm drill, 1 mm pitch) overfører den til et indre plan, som deretter sprer den over hele kortet.

To feilmønstre er vanlige. For det første en flate som ser stor ut, men er isolert — en enkeltlags pad uten vias oppfører seg som 104 °C/W-tilfellet uansett hvor bred den ser ut. For det andre en flate som er termisk, men ikke elektrisk tilkoblet, slik at tab-en blir flytende i forhold til planet.

Et praktisk mål: tab-kobber på minst 100 mm² på topplaget, ni til seksten vias, og tilkobling til et plan på minst 500 mm². Under det bør du anta termisk motstand i verste tilfelle og redusere ytelsen tilsvarende.

6. Derating-kurver og sikkert driftsområde

To diagrammer erstatter en side med tekst. Den første viser maksimal kontinuerlig strøm mot omgivelsestemperatur for et gitt kort. Den andre kombinerer begge aksene: inngangsspenning og laststrøm, med separate kurver for 25, 50 og 70 °C omgivelsestemperatur.

En arbeidsregel: dimensjoner for en junctiontemperatur på 100 °C, ikke 125 °C. De siste 25 gradene er for målefeil, varme punkter i kapslingen og sommerettermiddager. Ved å anvende regelen reduseres 12 V-grensen fra 0.19 A til omtrent 0.13 A.

7. Hva som faktisk svikter i felt

Termiske svikt på denne komponenten følger et gjenkjennelig mønster, og to offentlig dokumenterte tilfeller beskriver det godt.

Tilfelle 1: å ødelegge regulatoren godt under merkestrømmen

En designer bygde en 12 V, 3.5 A strømforsyning for hjemmeautomasjon som forsynte en ESP-modul og andre laster gjennom en AMS1117-3.3, og regulatoren feilet gjentatte ganger ved omtrent en tredjedel av merkestrømmen (kilde). Lasten var godt innenfor 1 A. Svikten skyldtes ikke en uekte komponent og ikke kondensatoren – det var spenningsfallet på 8.7 V over pass-elementet med nesten ikke noe kobber.

Hva du bør sjekke når du ser dette:mål den faktiske strømmen, mål tab-temperaturen etter 10 minutter og beregn effekttapet. Hvis P × 61.6 allerede overstiger 100 K, er layouten problemet, ikke silisiumet.

Tilfelle 2: utgangsspenningen synker når kortet varmes opp

Et andre tilfelle brukte 12 V inngang med en 47 µF utgangskondensator og en liten påloddet kjøleribbe; utgangen falt merkbart under belastning (kilde). Utgangssag som bare oppstår etter oppvarming er vanligvis termisk nedstengningssyklus eller et marginalt dropout, ikke et reguleringsproblem.

Grensebetingelse:dette er rapporterte tilfeller, ikke målinger vi har utført. Klonede deler varierer også — noen har høyere dropout og annen termisk oppførsel — så verifiser faktisk delenummer og datokode før du klandrer designet.

Tilfelle 3: to kort, samme skjema, ulik oppførsel

Den vanligste rapporten er ikke en enkelt feil, men en inkonsistens: ett parti kort går kjølig, et annet opplever spenningsfall. Skjemaet er identisk, så forskjellen er vanligvis én av fire ting — kobberareal på tab'en, den faktiske leverandøren av regulatoren, inngangskondensatorens ESR eller kabinettet.

AMS1117-3.3 produseres av flere leverandører under ulike delenumre, inkludert lavkostalternativer solgt somgenerisk AMS1117-5.0. Dropout og hvilestrøm er ikke identiske mellom leverandører. Hvis to bygg oppfører seg ulikt, mål tab-temperaturen og dropout på begge før du endrer designet.

8. LDO, buck eller totrinns

Valget handler ikke om «hvilken regulator som er bedre». Det handler om «hvilken som passer til spenningsforskjellen og strømmen».

Hvem bør ikke bruke AMS1117 i det hele tatt:ethvert design med 12 V- eller 24 V-inngang og en last over omtrent 100 mA; enhver forseglet kapsling uten luftgjennomstrømning; ethvert produkt som må kjøre ved 70 °C omgivelsestemperatur; og enhver batteridrevet enhet der 27 % virkningsgrad er uakseptabel.

Redesigngjennomgang: 12 V til 3.3 V ved 0.5 A

Start fra feiltilfellet: 12 V inn, 3.3 V ut, 0.5 A, 4.41 W i regulatoren. Tre måter å rette det på, med tapet hver av dem faktisk gir.

To-trinns alternativet finnes på grunn av støy, ikke effektivitet. Hvis 3.3 V-skinneen forsyner en ADC eller et analogt front-end, renser LDO-en opp svitsjningsrippelen. Hvis den bare forsyner digital logikk, gå rett til en enkelt buck og hopp over det andre trinnet.

Tommelfingerregelen på én linje: når (Vin − Vout) × Iout overstiger omtrent 1 W, er en lineær regulator feil komponent uansett hva databladets etikett sier.

9. Verifiser på benken i stedet for å stole på etiketten

Hvordan "god" ser ut

En korrekt design viser en tab-temperatur som slutter å stige innen 15–20 minutter og holder seg 20–30 °C under junction-grensen ved verste tilfelle omgivelsestemperatur. Hvis tab-temperaturen fortsetter å klatre etter 20 minutter, er kobberet for lite eller lasten for høy — å vente lenger vil ikke fikse det.

Fem målinger avgjør spørsmålet for et spesifikt kort.

1. Mål Vin og Vout ved full last med et multimeter, ikke settpunktet på strømforsyningen.
2. Mål inngangsstrøm og beregn effekttap; ikke utled det bare fra lasten.
3. Fest et termoelement til taben (ikke plastkroppen) og logg i 20–30 minutter.
4. Beregn effektiv theta_JA = (Ttab − Ta) / P etter stabilisering.
5. Gjenta ved maksimal omgivelsestemperatur produktet vil se i drift, ikke i laboratoriet.

10. Bruke dette i en designgjennomgang

Tre spørsmål fanger nesten alle problemer, og de tar fem minutter med et skjema og en kalkulator.

1. Hva er (Vin − Vout) × Iout ved maksimal belastning?Hvis det er over 1 W, trenger layouten mer kobber enn du tror, eller så er komponenten feil.
2. Hva er den verste omgivelsestemperaturen inne i kapslingen?Legg til 15–20 °C på romtemperatur for en lukket plastboks, og bruk det tallet i Tj = Ta + P × theta_JA.
3. Er tab-kobberet virkelig tilkoblet?Sjekk at kobberflaten er sammenhengende, har vias, og ikke brytes av silketrykk eller et spor som krysser under komponenten.

Hvis disse tre svarene holder seg innenfor 100 °C junction-temperatur, er designet greit. Hvis ikke, vil ingen kondensatorverdi redde det. For relaterte termiske problemer i ladekretser gjelder samme regnestykke forTP4056 lineære ladere.

Der tallene er marginale, er det ærlige svaret å endre topologi, ikke å legge til en kjøleribbe på en SOT-223. En justerbar komponent somLM317har samme termiske tak i samme kapsel — kapselen, ikke delenummeret, er grensen.

For mottakskontroll og screening for forfalskninger av regulatorer, se vårkvalitets- og sporbarhetsprosess.

11. FAQ

Hvorfor blir AMS1117 varm ved bare 300 mA?

Fordi varme avhenger av spenningsforskjellen, ikke bare strømmen. Fra 12 V til 3.3 V avgir 300 mA 2.6 W — det dobbelte av kapselens oppgitte 1.2 W. Ved 61.6 °C/W er det en økning på 161 K.

Kan jeg parallellkoble to AMS1117 for å dele strømmen?

Ikke pålitelig. Lineære regulatorer deler ikke strøm konstruksjonsmessig; den med den litt høyere innstilte verdien tar nesten alt. Parallellkobling krever ballastmotstander eller en dedikert strømfordelingskontroller, som koster mer enn en buck-konverter.

Er en liten kjøleribbe på tabben nok?

Bare hvis den termiske banen er reell: en klemme eller lim med målt kontakt, pluss luftstrøm. En kjøleribbe limt til plast gjør ingenting. Beregn den nye theta_JA og verifiser med et termoelement i stedet for å anta.

Hjelper en større utgangskondensator mot varmeutviklingen?

Nei. Kapasitans påvirker stabilitet og transientrespons, ikke stasjonært effekttap. Den kan redusere topp junction-temperatur under lasttrinn, men gjennomsnittet bestemmes av P = (Vin − Vout) × Iout.

Hva bør erstatte det ved 12 V inngang?

En buck-konverter, eller en totrinns løsning med en 12→5 V buck etterfulgt av LDO-en. Hvis lasten er under 100 mA og kapslingen er kjølig, kan AMS1117 beholdes — men verifiser med derating-kurven først.

Kan jeg seriekoble to AMS1117-er, 12 V til 5 V og deretter 5 V til 3.3 V?

Det kan du, og det fungerer termisk: første trinn faller 7 V ved 0,5 A, som er 3,5 W — fortsatt for mye for SOT-223. Å splitte spenningsfallet over to lineære deler reduserer ikke den totale varmen, det flytter den bare. Hvis du trenger to trinn, gjør første trinn til en svitsjende regulator.

12. Kilder

• Texas Instruments,LM1117 800-mA linearregulator med lavt spenningsfall— theta_JA 61,6 °C/W (SOT-223, JEDEC), 104 °C/W minimalt kobber, Tj 125 °C.
• AMS1117-3.3 datablad — 1,3 V spenningsfall ved 1 A, 1,2 W effekttap i kapselen, 125 °C krysstemperatur, 5 mA typisk hvilestrøm.
• Electronics StackExchange,AMS1117-3.3 overoppheting og eksploderer langt under maks strøm (2016).
• Electronics StackExchange,Stort spenningsfall i AMS1117 3.3-regulatoren (2023).
• Texas Instruments,Designveiledning for lineære regulatorer for LDOs(SLVA118A) — veiledning for termikk og layout.
• Texas Instruments,ESR, stabilitet og LDO-regulatoren(SLVA115) — utgangskondensator og stabilitetsbetingelser.