AMS1117 Termisk budget: Krydstemperatur ved 5 V og 12 V

Komponenten er normeret til 1 A. På et typisk printkort ved 12 V input nås den termiske grænse ved ca. 0.19 A — og ved 60 °C omgivelsestemperatur nær 0.12 A.

1. Tre tal afgør alt

Ethvert termisk spørgsmål om en lineær regulator kommer tilbage til tre input: indgangsspænding, udgangsstrøm og den termiske modstand fra junction til omgivelser på det board, du faktisk har bygget. Intet andet betyder noget, før disse tre er kendt.

Effekttabet i kapslen er spændingsforskellen ganget med belastningsstrømmen plus det lille hvilestrømsled:

P = (Vin - Vout) x Iout + Vin x Iq
  = (Vin - 3.3) x Iout + Vin x 0.005

Junctiontemperaturen følger direkte:

Tj = Ta + P x theta_JA

To konstanter kommer fra databladene. AMS1117-3.3 er specificeret til en maksimal junctiontemperatur på125 °Cog et maksimalt effekttab i kapslen på1.2 Wi SOT-223 uden tilføjet kobber. Databladet for LM1117-familien angivertheta_JA = 61.6 °C/Wfor SOT-223 på et JEDEC high-K-kort og cirka104 °C/Wmed minimal kobber.

Bemærk, at 1.2 W og 61.6 °C/W kun er konsistente, hvis omgivelsestemperaturen er tæt på 50 °C. Ved 25 °C kunne det samme kort afsætte 1.62 W, før det når 125 °C. Tallet 1.2 W er et konservativt marketingtal, ikke en fysisk konstant.

2. Hvorfor 1 A på etiketten ikke er 1 A på kortet

1 A-ratingen er en strømbegrænsningsspecifikation. Den siger, at siliciummet ikke bliver beskadiget af, at der i det øjeblik løber 1 A gennem det. Den siger intet om, hvor længe komponenten overlever, mens den afsætter den resulterende varme.

Ved 5 V indgang er forskellen 1.7 V, så 1 A producerer 1.7 W plus 25 mW tomgangstab. Ved 61.6 °C/W er det en stigning på 106 °C — 131 °C junctionstemperatur ved 25 °C omgivelsestemperatur, allerede over grænsen. Ved 12 V indgang producerer den samme 1 A 8.7 W, hvilket ville kræve et kølelegeme, ikke en kobberudfyldning.

Dropout-marginen er en separat grænse

Det termiske budget er kun halvdelen af historien. AMS1117 er specificeret med omkring1.3 V dropout ved 1 A, så en udgang på 3.3 V kræver mindst 4.6 V på indgangsbenet under belastning. En 5 V-skinne ser ud til at have 1.7 V margin, men den margin bliver brugt af tre ting:

• Regulatorens eget dropout (op til 1.3 V ved fuld strøm)
• Ripple på 5 V-skinne, typisk 100–300 mV ved transient belastning
• Spændingsfald i kabel og stik mellem forsyningen og kortet

Ved 0.3 A falder dropout-kravet, og 5 V-indgang er komfortabel. Ved 1 A med en 300 mV ripple kan den effektive indgang dykke til 4.6 V, og reguleringen begynder at svigte — hvilket viser sig som udgangsdyk ved strømtoppe, ikke som konstant overophedning. To forskellige fejltilstande, ofte forvekslet.

3. Gennemregnet eksempel: 12 V til 3.3 V

Tag en 12 V-skinne, der forsyner et ESP32-klassekort ved 0.5 A. Det er en rimelig belastning for en Wi-Fi-enhed med et display.

P = (12 - 3.3) x 0.5 + 12 x 0.005
  = 4.35 + 0.06
  = 4.41 W

dT = 4.41 x 61.6 = 272 K
Tj = 25 + 272 = 297 C

297 °C er langt over grænsen på 125 °C — komponenten går i termisk nedlukning længe før det, køler ned, genstarter og gentager forløbet. Den observerede adfærd er en forsyning, der virker i nogle få sekunder og derefter bryder sammen under belastning.

Vend ligningen om for at få det faktiske loft:

Imax = [ (Tjmax - Ta) / theta_JA - Vin x Iq ] / (Vin - Vout)

Ta = 25 C:  [ (125-25)/61.6 - 0.06 ] / 8.7 = 0.186 A
Ta = 60 C:  [ (125-60)/61.6 - 0.06 ] / 8.7 = 0.120 A

Resultatet er ikke en afrundingsfejl. Selv det optimistiske 61.6 °C/W-kort giver 19 % af mærkestrømmen. Et kort med minimal kobber giver omkring 11 %.

4. Gennemregnet eksempel: 5 V til 3.3 V

Sænk indgangen til 5 V, og billedet ændrer sig fuldstændigt, fordi spændingen over pass-elementet falder fra 8.7 V til 1.7 V.

Iout = 0.5 A:  P = 1.7 x 0.5 + 0.025 = 0.88 W
              dT = 54 K   -> Tj = 79 C ved 25 C, 114 C ved 60 C

Iout = 1.0 A:  P = 1.7 x 1.0 + 0.025 = 1.73 W
              dT = 106 K  -> Tj = 131 C ved 25 C (svigter)

Så den samme kapsel, som er ubrugelig fra 12 V, er helt rimelig fra 5 V ved en halv ampere, og marginal ved 1 A i et 25 °C-laboratorium. Anbring den printplade i et kabinet ved 60 °C, og 1 A-tilfældet svigter, mens 0.5 A-tilfældet stadig har 11 °C margin.

5. Kobberareal er en termisk komponent

Den enkeltstørste variabel, du kontrollerer, er ikke kondensatorværdien eller belastningen — det er kobberet, der er forbundet til fanen. SOT-223-fanen er den termiske vej: die → lead frame → fane → kobber → luft.

Den midterste række er et skøn, ikke en datablad-værdi: interpolation mellem de to offentliggjorte betingelser er rimelig til planlægning, men det eneste tal, der tæller, er det, du måler på dit eget board.

Praktiske punkter: anbring tab'en på en kobberflade med mindst ni termiske vias under den, forbind fladen til et internt jordplan, og undgå at skære slids i kobberet med silkscreen eller traces. En 1 in²-flade på 1 oz-kobber er omtrent punktet med aftagende udbytte for denne kapsling.

Vias, planer og 1 in²-reglen

Tab'en er cirka 3.5 mm × 2 mm, så kobberet umiddelbart under den er meget lille. Det afgørende er, hvor hurtigt varmen forlader dette område. En 1 in²-flade på komponentsiden spreder varmen lateralt; et net af vias (0.3 mm drill, 1 mm pitch) overfører den til et indre plan, som derefter spreder den over hele boardet.

To fejlmønstre er almindelige. For det første en flade, der ser stor ud, men er isoleret — en enkeltlags-pad uden vias opfører sig som 104 °C/W-tilfældet, uanset hvor bred den ser ud. For det andet en flade, der er termisk, men ikke elektrisk forbundet, hvilket efterlader tab'en svævende i forhold til planet.

Et praktisk mål: tab-kobber på mindst 100 mm² på det øverste lag, ni til seksten vias og forbindelse til et plan på mindst 500 mm². Under det bør du antage den termiske modstand i værste tilfælde og derate tilsvarende.

6. Derating-kurver og det sikre driftsområde

To diagrammer erstatter en side tekst. Det første viser maksimal kontinuerlig strøm kontra omgivelsestemperatur for et bestemt board. Det andet kombinerer begge akser: indgangsspænding og belastningsstrøm, med separate kurver for 25, 50 og 70 °C omgivelsestemperatur.

En tommelfingerregel: design til en junction på 100 °C, ikke 125 °C. De sidste 25 grader er til målefejl, varme punkter i kabinettet og sommerens eftermiddage. Anvendes denne regel, reduceres 12 V-grænsen fra 0.19 A til ca. 0.13 A.

7. Hvad der faktisk svigter i felten

Termiske svigt i denne komponent følger et genkendeligt mønster, og to offentlige sager beskriver det godt.

Sag 1: at ødelægge regulatoren langt under dens mærkestrøm

En designer byggede en 12 V, 3.5 A strømforsyning til hjemmeautomatisering, der forsynede et ESP-modul og andre belastninger gennem en AMS1117-3.3, og regulatoren svigtede gentagne gange ved cirka en tredjedel af sin mærkestrøm (kildeBelastningen lå godt under 1 A. Fejlen skyldtes ikke en forfalsket komponent og ikke kondensatoren — det var spændingsfaldet på 8.7 V over pass-elementet med næsten intet kobber.

Hvad du skal kontrollere, når du ser dette:mål den faktiske strøm, mål tabstemperaturen efter 10 minutter, og beregn effekttabet. Hvis P × 61.6 allerede overstiger 100 K, er layoutet problemet, ikke siliciummet.

Sag 2: udgangen falder, efterhånden som printpladen varmes op

Et andet tilfælde brugte 12 V-indgang med en 47 µF-udgangskondensator og en lille påloddet køleplade; udgangen faldt mærkbart under belastning (kilde). Udgangsfald, der først vises efter opvarmning, er normalt termisk nedlukningscyklus eller et marginalt dropout, ikke et reguleringsproblem.

Grænsebetingelse:disse er rapporterede tilfælde, ikke målinger, vi har udført. Clone-dele varierer også — nogle har højere dropout og anden termisk adfærd — så verificér det faktiske part number og date code, før du giver designet skylden.

Sag 3: to boards, samme skema, forskellig adfærd

Den mest almindelige rapport er ikke en enkelt fejl, men en inkonsistens: én batch printkort kører køligt, en anden får brownout. Skemaet er identisk, så forskellen er normalt en af fire ting — kobberareal på tab'en, den faktiske regulatorleverandør, indgangskondensatorens ESR eller kabinettet.

AMS1117-3.3 fremstilles af flere leverandører under forskellige varenumre, herunder billige alternativer, der sælges somgeneric AMS1117-5.0. Dropout og hvilestrøm er ikke identiske på tværs af leverandører. Hvis to opbygninger opfører sig forskelligt, mål tabtemperatur og dropout på begge, før du ændrer designet.

8. LDO, buck eller to-trins

Beslutningen er ikke "hvilken regulator der er bedre". Den er "hvilken der passer til spændingsforskellen og strømmen".

Hvem bør slet ikke bruge AMS1117:ethvert design med en 12 V- eller 24 V-indgang og en belastning over ca. 100 mA; enhver lukket kapsling uden luftgennemstrømning; ethvert produkt, der skal køre ved 70 °C omgivelsestemperatur; og enhver batteridrevet enhed, hvor 27 % virkningsgrad er uacceptabel.

Gennemgang af redesign: 12 V til 3.3 V ved 0.5 A

Start fra det fejlende tilfælde: 12 V ind, 3.3 V ud, 0.5 A, 4.41 W i regulatoren. Tre måder at løse det på, med det tab, som hver af dem faktisk giver.

To-trinsvalget findes på grund af støj, ikke effektivitet. Hvis 3.3 V-skinnen forsyner en ADC eller en analog front-end, fjerner LDO'en switching-ripple. Hvis den kun forsyner digital logik, skal du gå direkte til en enkelt buck og springe andet trin over.

Reglen på én linje: når (Vin − Vout) × Iout overstiger ca. 1 W, er en lineær regulator den forkerte komponent, uanset hvad databladets etiket siger.

9. Verificér på bænken i stedet for at stole på etiketten

Sådan ser "godt" ud

Et korrekt design viser en tab-temperatur, der holder op med at stige inden for 15–20 minutter og forbliver 20–30 °C under junction-grænsen ved worst-case omgivelsestemperatur. Hvis tab-temperaturen fortsætter med at stige efter 20 minutter, er kobberet for lille, eller belastningen er for høj — at vente længere løser det ikke.

Fem målinger afgør spørgsmålet for et specifikt board.

1. Mål Vin og Vout ved fuld belastning med et multimeter, ikke sætpunktet på strømforsyningen.
2. Mål indgangsstrømmen, og beregn effekttabet; udled det ikke alene fra belastningen.
3. Fastgør et termoelement til tab'en (ikke plastikkroppen), og log data i 20–30 minutter.
4. Beregn den effektive theta_JA = (Ttab − Ta) / P efter stabilisering.
5. Gentag ved den maksimale omgivelsestemperatur, som produktet vil opleve i drift, ikke i laboratoriet.

10. Brug af dette i en designgennemgang

Tre spørgsmål fanger næsten alle problemer, og de tager fem minutter med et skema og en lommeregner.

1. Hvad er (Vin − Vout) × Iout ved maksimal belastning?Hvis den er over 1 W, kræver layoutet mere kobber, end du tror, eller også er komponenten forkert.
2. Hvad er omgivelsestemperaturen i værste tilfælde inde i kabinettet?Læg 15–20 °C til rumtemperaturen for en lukket plastikboks, og brug dette tal i Tj = Ta + P × theta_JA.
3. Er tab-kobberet virkelig forbundet?Kontrollér, at kobberfladen er kontinuerlig, at den har vias, og at den ikke brydes af silketryk eller en bane, der krydser under komponenten.

Hvis disse tre svar holder sig inden for en junctiontemperatur på 100 °C, er designet fint. Hvis ikke, kan ingen kondensatorværdi redde det. For relaterede termiske problemer i opladningskredsløb gælder samme regnestykke forTP4056 lineære opladere.

Når tallene er marginale, er det ærlige svar at ændre topologi, ikke at tilføje en køleplade til en SOT-223. En justerbar komponent somLM317har samme termiske loft i samme kapsel — kapslen, ikke delnummeret, er grænsen.

Til indgående inspektion og screening for forfalskninger af regulatorer, se voreskvalitets- og sporbarhedsproces.

11. FAQ

Hvorfor bliver min AMS1117 varm ved kun 300 mA?

Fordi varme afhænger af spændingsforskellen, ikke kun strømmen. Fra 12 V til 3.3 V afsætter 300 mA 2.6 W — det dobbelte af kapslingens nominelle 1.2 W. Ved 61.6 °C/W er det en stigning på 161 K.

Kan jeg parallelkoble to AMS1117'er for at dele strømmen?

Ikke pålideligt. Lineære regulatorer deler ikke strøm konstruktionsmæssigt; den med det lidt højere sætpunkt tager næsten alt. Parallelkobling kræver ballastmodstande eller en dedikeret strømdelingscontroller, som koster mere end en buck converter.

Er en lille køleplade på fanen nok?

Kun hvis den termiske vej er reel: en klemme eller klæbemiddel med målt kontakt, plus luftstrøm. En køleplade limet fast på plast har ingen effekt. Beregn den nye theta_JA og verificér med et termoelement i stedet for at antage.

Hjælper en større udgangskondensator med opvarmningen?

Nej. Kapacitans påvirker stabilitet og transientrespons, ikke stationær dissipation. Den kan reducere spidsværdien for junctiontemperaturen under belastningsspring, men gennemsnittet bestemmes af P = (Vin − Vout) × Iout.

Hvad bør erstatte det ved en 12 V-indgang?

En buck-konverter eller et to-trins-design med en 12→5 V buck efterfulgt af LDO'en. Hvis belastningen er under 100 mA, og kabinettet er køligt, kan AMS1117 forblive — men verificér først med derating-kurven.

Kan jeg kæde to AMS1117'er sammen, 12 V til 5 V og derefter 5 V til 3.3 V?

Det kan du, og det fungerer termisk: første trin taber 7 V ved 0.5 A, hvilket er 3.5 W — stadig for meget til SOT-223. At dele spændingsfaldet mellem to lineære komponenter reducerer ikke den samlede varme, det flytter den blot. Hvis du har brug for to trin, skal du gøre det første til en switcher.

12. Kilder

• Texas Instruments,LM1117 800-mA lineær regulator med lavt spændingsfald— theta_JA 61.6 °C/W (SOT-223, JEDEC), 104 °C/W med minimalt kobber, Tj 125 °C.
• AMS1117-3.3-datablad — 1.3 V spændingsfald ved 1 A, 1.2 W effekttab i kapslen, 125 °C junctiontemperatur, 5 mA typisk hvilestrøm.
• Electronics StackExchange,AMS1117-3.3 overophedning og sprængning langt under maksimal strøm (2016).
• Electronics StackExchange,Kraftigt spændingsfald over AMS1117 3.3-regulator (2023).
• Texas Instruments,Designguide til lineære regulatorer for LDOs(SLVA118A) — termisk og layoutmæssig vejledning.
• Texas Instruments,ESR, stabilitet og LDO-regulatoren(SLVA115) — udgangskondensator og stabilitetsbetingelser.